4步选择PFC导通模式：CrM/DCM或CCM

Rafael Collado
MPS高管

每月为您发送最具参考价值的行业文章

我们会保障您的隐私

简介

功率因数校正 (PFC) 升压变换器是满足 IEC 61000-3-2 等谐波电流规范的行业标准拓扑。该电路是现代 AC/DC 电源中的重要组成部分，可使输入电流(I_IN)跟随输入电压(V_IN)的正弦波形，从而实现接近 1 的功率因数。

PFC 设计的关键在于工作模式的选择。PFC基本工作模式包括连续导通模式 (CCM)、非连续导通模式 (DCM) 和临界导通模式 (CrM)，核心设计抉择通常在于设计基于 CCM 的系统，还是设计针对 CrM 优化的系统。针对 CrM 设计的控制器在较轻负载下会自然进入 DCM，因此 CrM 和 DCM 通常作为同一条设计路径 (CrM/DCM) 进行分析。

在 CCM 与 CrM/DCM 之间进行选择涉及一系列关键权衡，并会直接影响变换器的效率、尺寸、成本和 EMI 性能。图 1 所示为典型的 PFC 升压变换器原理图。

Figure 1: Typical PFC Boost Converter Schematic

图 1：典型 PFC 升压变换器原理图

步骤 1：确定主要设计约束

在分析技术规格之前，必须首先确定主要设计约束条件，因为这将为后续的整个决策过程提供依据。常见的设计约束条件包括：

最大功率密度: 尽可能减小电源尺寸，使设计更加紧凑。
最低成本: 降低 BOM 成本是最关键的设计因素。
最高效率: 以特定效率等级为目标（例如 80 PLUS Titanium），在此类标准下，哪怕是极微小的效率提升也至关重要。
EMI性能: 对于用于敏感环境的产品（例如医疗、航空电子或高保真音频应用），满足严格的 EMI 规范是一项主要挑战。

确定主要设计约束条件之后，下一步就是分析核心权衡因素。

步骤 2：分析所选功率范围内的核心权衡因素

最合适的导通模式在很大程度上取决于应用的功率范围，但首先必须了解各模式下的电感电流(I_L)特性，因为它会影响其他各项性能指标。

图2展示了PFC升压变换器在CCM和CrM下的I_L波形差异。图中选取交流输入半周期峰值附近的几个开关周期进行比较，此时平均电感电流(I_{L_AVG})最大。

图 2：PFC 升压工作模式

CCM和CrM下的I_L特性描述如下：

CCM: I_L 始终高于 0A，并在较大的平均电感电流(I_{L_AVG})上叠加了幅度相对较小的三角形纹波电流。
CrM: I_L 呈连续的三角波形，每个周期均从 0A 开始。电流上升至峰值后再下降至 0A，随后下一个周期立即开始。

为了确定元器件的应力和尺寸，需要计算峰值开关电流(I_{SW_PK})、所需电感值(L_PFC)以及主要功率损耗。这些计算通常在低线输入条件(例如85V_AC)下的交流输入电压峰值处进行评估，因为此时对应 RMS 电感电流(I_{L_RMS})和峰值电感电流(I_{L_PEAK})的最差工作条件。

峰值开关电流

I_{SW_PK}决定 MOSFET 和二极管所需的额定电流。比较时，以正弦波峰值处的平均输入电流(I_{IN_PK_AVG})作为基准。

CCM 峰值开关电流(I_{SW_PK_CCM})可按公式 (1) 计算：

\[I_{\mathrm{SW\_PK\_CCM}} = I_{\mathrm{IN\_AVG}} \times \left(1 + \frac{K_R}{2}\right)\tag{1}\]

其中，I_{IN_AVG} 为平均输入电流，K_R为纹波系数（通常介于 0.2 和 0.4 之间）。

CrM 峰值开关电流 (I_{SW_PK_CRM}) 可按公式 (2) 计算：

\[I_{\mathrm{SW\_PK\_CRM}} = 2 \times I_{\mathrm{IN\_AVG}}\tag{2}\]

在相同输入功率(P_IN)下，CrM 中流经开关管和二极管的峰值电流约为 CCM 中峰值电流的两倍。这会直接影响导通损耗 (I²R)。

所需电感值

L_PFC 决定主要磁性元器件的尺寸。CCM 所需电感值L_{PFC_CCM})可通过公式 (3) 计算：

\[ L_{\mathrm{PFC\_CCM}} = \frac{V_{\mathrm{IN\_PK}} \times D_{\mathrm{PK}}} {K_{\mathrm{R}} \times I_{\mathrm{IN\_AVG}} \times f_{\lower 0.35ex\hbox{$\scriptstyle \mathrm{SW}$}}} \tag{3} \]

其中，D_PK为峰值输入电压(V_{IN_PK})下的占空比，f_SW 为开关频率。

CrM 所需电感值 (L_{PFC_CRM})可通过公式 (4) 计算：

\[ L_{\mathrm{PFC\_CRM}} = \frac{\left(V_{\mathrm{IN\_PK}}\right)^2 \times \left(V_{\mathrm{OUT}}-V_{\mathrm{IN\_PK}}\right)} {2 \times P_{\mathrm{IN}} \times f_{\lower 0.35ex\hbox{$\scriptstyle \mathrm{SW}$}} \times V_{\mathrm{OUT}}} \tag{4} \]

所需升压电感值在很大程度上取决于目标纹波电流和f_SW设定策略。在许多实际 PFC 设计中，CCM 采用较大的电感值来限制电流纹波；CrM 则可采用较小的电感值，但代价是较高的峰值电流和 RMS 电流。

主要功耗

提高效率需要在降低导通损耗与开关损耗之间进行权衡。表 1 对比了 CCM 与 CrM/DCM 中的主要功耗。

表 1：CCM 与 CrM/DCM 的主要功耗

损耗类型	连续导通模式 (CCM)	临界导通模式 (CrM/DCM)
导通损耗	与 CCM 中的 RMS 电流平方 (I_{RMS_CCM}²)成正比。由于电流近似为直流，其 RMS 电流较低。	与 CrM 中的 RMS 电流平方 (I_{RMS_CRM}²)成正比。由于电流呈三角波形，其 RMS 电流较高。
导通开关损耗(P_{SW_ON})	P_{SW_ON} ≈ V_DS x I_RR x f_SW, ，数值很高。其中，V_DS 为 MOSFET 的漏源电压。较高的P_{SW_ON} 由二极管反向恢复电流(I_RR)引起，这是主要的损耗和 EMI 来源。	P_{SW_ON} ≈ 0W，可忽略不计。由于导通时电流为 0A，因此可实现零电压开关 (ZVS) 或零电流开关 (ZCS)。

根据表 1，CCM 可降低导通损耗，但开关损耗较高；CrM 则可消除最主要的开关损耗，但导通损耗更高。根据这个特点，可以分析不同功率范围下的模式选择。

对于低于 200W 的低功率应用，通常优先选择 CrM/DCM。此时，CCM 中由反向恢复电流 (I_RR)引起的高开关损耗是主要功耗来源，而 CrM 可以消除这部分损耗，从而实现更高的整体效率。对于超过 400W 的高功率应用，通常优先选择 CCM。此时总电流较高，CrM 中较大的 I_RMS²会带来较大的导通损耗。这些 I_RMS² x R_DS(ON) 损耗远高于降低开关损耗所带来的优势，因此 CCM 的整体效率更高。

步骤 3：使用设计决策图进行验证

通过绘制输出功率(P_OUT)与典型开关频率之间的关系，可以利用可视化决策图对模式选择进行验证（见图 3）。

Figure 3: PFC Mode Design Decision Map (CrM/DCM vs. CCM)

图 3：PFC 模式设计决策图（CrM/DCM 与 CCM）

各模式的理想工作区域如下：

推荐采用 CrM/DCM (图3中的绿色区域): 根据步骤 2 的核心权衡分析，由于 CrM 在轻载下效率更高且成本更低，因此该区域更适合采用 CrM。
推荐采用CCM (图3中的红色区域): CCM 模式具有较低的导通损耗和较小的电感尺寸，非常适合高功率、高密度设计。此外，由于电感电流纹波较小且输入电流连续性较好，CCM 模式在传导 EMI 性能及 EMI 滤波器设计方面也具有优势。
过渡区域 (图3中黄色区域): 选择 CrM/DCM 还是 CCM，取决于步骤1中确定的主要设计约束。

步骤 4：选择控制器并探索替代方案

根据步骤 3 选择 CrM/DCM 控制器，设计通常可具备成本较低、轻载效率较高以及反向恢复相关开关应力较小等优势。

根据步骤 3 选择 CCM 控制器，采用快速恢复或 SiC 升压二极管可显著降低反向恢复相关损耗，并简化散热设计。

在 CrM/DCM 与 CCM 控制器之间进行选择时，交错式功率因数校正 (PFC) 架构则提供了另一种设计方案，可实现更高性能、更低的开关损耗和更佳 EMI 性能。交错式 PFC 架构可显著降低输入电流纹波，以及输入和输出电容中的 RMS 电流，这会降低热应力并减少滤波需求，同时保留过渡模式在开关损耗方面的多项优势。

最终设计检查清单

遵循这4 步指南来选择 PFC 导通模式，将可以根据设计规格找到合适的拓扑。下面总结需要牢记的经验法则，给出最终检查清单：

如果功率低于 200W，选择 CrM/DCM；
如果功率超过 400W，选择 CCM（搭配 SiC 二极管）；
如果功率介于 200W 和 400W 之间，则根据步骤 1 中确定的主要设计约束条件选择 PFC 导通模式：
- 成本或EMI: CrM/DCM
- 尺寸: CCM
- 性能: 交错式 CrM

最终设计

CrM/DCM PFC 级的设计需要计算升压电感值以及关键开关元器件所承受的峰值应力，最终设计如表 2 所示。

表 2：最终设计

参数	值	单位
输入电压	90至265	V_AC
输出电压	400	V
输出功率	240	W
升压电感	170	µH
最大峰值电流	8.11	A
开关频率范围	63至250	kHz

MPS的MP44018A可以用作功率因数校正 (PFC) 级的多模式控制器，通过 ZCD 引脚在 CrM 和 DCM 下工作（见图 4）。该器件仅需极少数量的外部元器件即可实现高性能有源 PFC。该 PFC 控制器具有极低的供电电流，这有助于降低待机功耗；其典型空载功耗低于 30mW。MP44018A通过死区时间扩展技术在轻载条件下降低开关频率，从而实现轻载效率的提升。此外，该器件在 DCM 下采用可变导通时间控制策略，与传统恒定导通时间 (COT) 控制相比，可实现更低的总谐波失真 (THD)。

Figure 4: CrM/DCM PFC Boost Using the MP44018A

图 4：采用 MP44018A 实现 CrM/DCM PFC 升压电路

图 5 显示了在 V_IN = 230V_AC 和 P_OUT = 240W条件下实测的输入电流谐波频谱，从合规性角度展示了升压 PFC 的性能。红色柱状表示采用 MP44018A 实现的 PFC 解决方案所达到的谐波含量，蓝色柱状表示目标设备类别所适用的 IEC 61000-3-2 谐波电流限值。

Figure 5: Harmonics Results Compared to IEC 1000-3-2 Class C

图 5：MP44018A谐波测试结果与 IEC 1000-3-2 Class C 限值的比较

结论

对于现代 AC/DC 电源而言，采用有源功率因数校正 (PFC) 前端是实现高效率并满足谐波电流规范的重要条件。通过本文的阐述可以了解到，选择合适的导通模式是 PFC 设计的基础，它会直接影响变换器的效率、尺寸、成本和 EMI 性能。

这套选择 PFC 导通模式的 4 步指南提供了一种清晰的方法来分析各项权衡；从确定主要设计约束开始，直到最终完成合理的拓扑选择。有针对性地选择导通模式，有助于优化最终设计，使其满足具体的应用目标，无论目标是最大功率密度、最低成本还是最高效率。对于采用 CrM/DCM 路径的设计， MP44018A 等多模式控制器提供了一种有效的解决方案；仅需少量外部元器件，即可实现优异的轻载效率和谐波性能。

具有稳定直流母线的 PFC 前端可为高效率后级功率级提供坚实基础。将 PFC 前端与谐振 LLC 变换器搭配使用是一种非常有效的方案，从消费类适配器到工业电源应用，都能提供高性能、高功率密度的电源解决方案。如需了解更多方案，请浏览 MPS 的高集成度、高可靠性 PFC 控制器产品。