改善交叉调整率的多路输出反激式变换器实用设计

Joan Mampel
应用工程师

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引言

采用堆叠输出拓扑结构并结合加权反馈网络，能够改善多路输出反激式变换器中的交叉调整率。这种方法使主稳压输出和堆叠辅助输出共同参与反馈调节，从而减小了半稳压反激输出中常见的电压偏差。

本文将这种方法应用于一款以MPX2002控制器为核心的完整离线辅助电源。该设计采用85V_AC至265V_AC输入，生成四路输出电压轨：主稳压 +5V 输出、堆叠 +12V 输出、后级稳压 +3.3V 输出，以及低电流 -12V 辅助输出。文章将介绍主要的设计步骤，包括输入大容量电容、变压器匝数比、励磁电感、电流采样电阻、加权反馈网络及后级稳压电路的选型。

除了主功率级参数的计算，文章还将展示如何在实际变换器中实现堆叠输出拓扑和加权反馈网络，并通过实验结果评估交叉调整率、输出电压精度，以及整体性能。

系统架构概述与设计规格

本节将介绍实现堆叠输出拓扑的完整系统架构，涵盖功率级的功能划分，以及各功能模块所选用的关键集成电路。

完整四路输出电源框图如图 1 所示。

Figure 1 shows the block diagram of the complete four-output power supply.

图 1：完整四路输出反激式变换器功能框图

该架构以MPX2002控制的主反激式变换器为核心。主变换器直接生成两路正电压轨（+5V 和 +12V）以及供低压差线性稳压器 (LDO) 使用的负电压轨。最后的 +3.3V 输出由高效率后级稳压器生成。各功能模块的具体作用和相互关系如下所述：

主稳压输出 (+5V):主稳压电压轨。该方案基于一体化反激控制器MPX2002；该器件集成 650V 原边控制电路及150V 副边同步整流 (SR) 驱动器。其主要优势包括集成了容性隔离代替传统光耦隔离，以及采用准谐振 (QR) 工作方式来减小原边 MOSFET 的导通损耗。
堆叠输出（+12V）:采用堆叠拓扑，绕组回流端连接至 +5V 电压轨，通过被动跟踪和主动加权反馈共同实现稳压。
后级稳压输出（+3.3V）:高效率同步降压变换器将稳压后的 +12V 降至 +3.3V，适合为需要精确稳压、且电流可能较大或动态变化的数字逻辑电路供电。本例采用了全集成高频同步降压变换器MP2332H。
低电流辅助输出（-12V）:反激变压器的独立绕组为简单 LDO 供电，以产生 -12V 电压轨。对于运算放大器等效率要求不高的低功耗模拟电路，这是经济高效的稳定负压供电方案。本例采用了MP2015A,，该 LDO 能承受 2.5V 至 24V 的宽输入电压范围。

设计过程详解

步骤 1：设计输入条件

在开始多路输出反激式变换器的详细设计之前，必须先确定核心电气规格；这将决定元器件的选型、控制策略以及后续的各项计算。表 1 汇总了各项设计输入条件。

表 1：设计输入条件汇总

设计输入	数值
最低输入电压(V_{IN_MIN})	85V_AC
最高输入电压(V_{IN_MAX})	265V_AC
输出电压1 (V_OUT1)	+5V/3.2A (±2%)
输出电压2 (V_OUT2)	+12V/0.5A (±5%)
输出电压3 (V_OUT3)	+3.3V/0.5A (±1%)
输出电压4 (V_OUT4)	-12V/0.05A (±1%)
效率(η)	>88%
原边与副边隔离电压(V_AC)	3kV_AC
工作温度(°C)	-40°C to +90°C

以下步骤将计算构成多路输出反激式变换器的主要参数。

步骤 2：反激式变换器设计

本节详细介绍核心 AC/DC 反激式变换级的设计，说明并计算以下关键参数：

保持直流总线电压稳定所需的输入大容量电容
计算三个副边输出各自的变压器匝数比
变压器励磁电感
原边电流采样（分流）电阻
原边和副边功率开关在 90°C 工作温度下必须承受的均方根 (RMS) 电流，以便合理选型

步骤 2.1：输入大容量电容

首先进行输入级设计。鉴于通用交流输入电压范围可低至85V_AC，变换器需要大容量电容来维持直流总线电压。常用的设计准则是每瓦功率至少配备 1.5µF 电容。

然而，本设计的90°C 最高环境温度带来了一项重要约束。为避免低输入条件下原边RMS电流过大及由此产生的热应力，二极管整流桥之后的直流电压最小值 (V_{BULK_MIN})被明确限制在85V_DC.

基于这一特定电压要求，通过公式（1）来计算大容量电容(C_BULK)：

C_BULK = 2 x P_OUT x (14 x F_LINE + sin^-1(V_MINV_PEAK)2 x π x F_LINE)η x (V_PEAK² - V_MIN²) = 2 x 25 x (14 x 50 + sin^-1(8585 x √2)2 x π x 50)0.88 x ((85 x √2)² - 85²) = 59µF(1)

由于 59µF 不是标准电容值，因此选用高于该值的标准电容值 62µF/450V，以提供额外总线电压保持裕量。

确定 62µF 输入电容后，需要计算最大低频输入峰值电流(I_{IN_PEAK})），以合理确定 EMI 滤波器规格。该峰值电流由两部分组成：向负载供电所需电流(I_{LOAD_IN})和大容量电容的峰值充电电流(I_{CBULK_PEAK}).

I_{LOAD_IN}是变换器在最低直流输入电压 (85V)和最大输出功率 (25W) 下所需的平均输入电流，可采用公式 (2) 估算：

I_{LOAD_IN} = P_OUTη x V_MIN = 250.88 x 85 = 0.33A(2)

I_{CBULK_PEAK}是交流线路电压等于最低直流总线电压时出现的瞬态峰值，可按公式（3）计算：

Equation 3: Bulk capacitor peak current calculation

(3)

最坏情况下的输入总峰值电流为上述两部分之和，可按公式（4）保守估算并留出设计裕量：

I_{IN_PEAK} = I_{CBULK_PEAK} + I_{LOAD_MAX} = I_{CBULK_PEAK} + P_OUTη x V_MIN = 1.66 + 250.88 x 85 = 1.99A(4)

由此得出，输入滤波器中的差分和/或共模扼流圈必须确保在 1.99A 峰值电流下不会饱和，以便有效滤除变换器在各种线路条件下产生的谐波。

步骤 2.2：占空比与所需匝数比

MPX2002 控制器同时支持连续导通模式 (CCM) 和准谐振 (QR) 模式。由于输入电压范围较宽，该变换器在85V_AC最低输入电压下工作于 CCM。

最低直流输入电压为85V_DC，且 +5V 为主稳压输出，因此可计算出最大原副边匝数比(N_PS)。计算时需将最大占空比限制为 45%(D_MAX = 0.45)以防止次谐波振荡。 D_MAX可按公式（5）计算：

D_MAX = (V_OUT1 + V_FWD) x N_PS(V_OUT1 + V_FWD) x N_PS + V_IN(MIN) = (5 + 0.05) x N_PS(5 + 0.05) x N_PS + 85 < 0.45 → N_PS1 < 13.77(5)

其中，V_FWD为同步整流器在最坏情况下的压降。根据这一限制，选用标准整数匝数比N_PS1 = 12 。最低输入电压(V_IN)下，原边最大占空比为 41.62%。

确定 +5V 输出所需匝数比和最大占空比后，可按公式（6）估算堆叠 +12V 输出所需匝数比：

m = 112 x (12 + 0.6 + 0.055 + 0.05 - 1) = 0.1254 → m = 18 → N_PS2 = 8(6)

其中，V_{FWD_D2}为 +12V 输出肖特基二极管的正向压降（0.6V）， V_{FWD_Q2}为 +5V 输出同步整流 MOSFET 的压降（0.05V）。

根据计算结果，原边与 +12V 副边之间的匝数比(N_PS2)取标准整数值 8。

如MP2015A数据手册所述，负输出由压差为 0.7V 的低功率线性稳压器生成。所需匝数比可按公式（7）计算：

V_OUT4 < V_OUT1 x hm → (12 + 0.7 + 0.6) < (5 + 0.05) x h18 → h < 0.33(7)

因此，原边与 -12V 副边之间的匝数比(N_PS4)取4 (h = 0.25)即可满足工作要求。

步骤 2.3：峰值电流与励磁电感

确定应用所需的占空比和匝数比后，就需要设计变换器的核心器件：变压器。峰值电流及励磁电感是变压器合理选型的关键参数。

开关频率(f_SW)取 70kHz，按公式（8）计算原边 MOSFET 的导通时间(t_ON):

t_ON = D x t_s = D x 1f_{SW_MAX} = 0.4162 x 170 x 10³ = 5.95µs(8)

为确保在整个V_IN范围内工作于 CCM 并控制电感纹波，选取电流纹波系数 (K_P)为 0.8。根据低输入电压下的平均输入电流(I_AV = 0.33A, 由公式 (2) 得出），采用公式 (9) 估算标准 CCM 下的原边峰值电流

I_PEAK = I_AV(1 - K_P2) x D = 0.33(1 - 0.82) x 0.4162 = 1.32A(9)

得到I_PEAK后，再按公式（10）估算电流纹波幅值(I_RIPPLE) ：

I_RIPPLE = K_P x I_PEAK = 0.8 x 1.32 = 1.056A(10)

最后，按公式（11）计算所需励磁电感(L_M)：

L_M = V_IN(MIN) x t_ONI_RIPPLE = 85 x 5.95 x 10^-61.056 = 479µH(11)

最后得到原边变压器规格参数：励磁电感 479µH，最大额定峰值电流 1.32A。

步骤 2.4：分流电阻与斜坡补偿

分流电阻两端的电压(V_SENSE)可按公式（12）计算：

V_SENSE = 95% x V_{IPK_MAX} - S_RAMP x t_ON = 0.95 x 0.416 - 0.0210^-6 x 5.95 x 10^-6 = 0.276V(12)

其中，V_{IPK_MAX}为电流采样引脚上的最大峰值电压限值，S_RAMP 为内部斜坡补偿斜率。 S_RAMP有助于抑制 CCM 工作在占空比接近 50% 时产生的次谐波振荡。

根据V_SENSE,按公式（13）计算分流电阻(R_SENSE):

R_SENSE = V_SENSEI_PEAK = 0.2761.32 = 0.21Ω(13)

此外，由于可能出现次谐波振荡，还需要通过公式（14）计算系数 α 来检查变换器的稳定性：

α = D_MAX x V_IN(MIN)(1 - D_MAX) x L_M x R_SENSE - S_RAMPV_IN(MIN)L_M x R_SENSE + S_RAMP = 0.4162 x 85(1 - 0.4162) x 479 x 10^-6 x 0.21 - 0.0210^-685479 x 10^-6 x 0.21 + 0.0210^-6 = 0.115(14)

由于系数 α 远小于 1，可确认变换器在 CCM 下将保持稳定工作。

步骤 2.5：加权反馈电阻

得到变换器的关键参数之后，设计人员还需要确定主输出能够实现的最大稳压性能。首先，必须计算反馈网络中流经电阻 (R₀)的电流 (I₀)，因为该电流决定了电阻分压器允许通过的最大电流。I₀可采用公式 (15) 计算：

I₀ = V_FBR₀ = 1.22V1kΩ = 1.22mA(15)

然后采用公式 (16) 和 (17) 计算加权反馈电阻，使 +5V 输出和 +12V 输出分别占稳压反馈权重的 70% 和 30%:

R₁ = V_OUT1 - V_FBW₁ x I₀ = 5V - 1.22V0.7 x 1.22mA = 4.43kΩ(16)

R₂ = V_OUT2 - V_FBW₂ x I₀ = 12V - 1.22V0.3 x 1.22mA = 29.45kΩ(17)

最终，采用加权反馈和堆叠输出结构实现出色的交叉调整率。

步骤 3：线性稳压器设计

正确设计反激级之后，还需要计算用于 -12V 副边输出的线性稳压器主要参数。

在本例中，下管反馈电阻 (R₄)选用 68kΩ，以兼顾功耗和稳定性。上管电阻 (R₃)可采用公式 (18) 估算：

R₃ = R₄ x (V_OUT1.215 - 1) = 68 x 10³ x (121.215 - 1) = 603.6kΩ(18)

步骤 4：降压变换器设计

+3.3V 降压变换器的供电电源选择是一项很关键的系统架构决策。尽管主稳压输出为 +5V，但通过堆叠 +12V 电压轨为降压变换器供电更为合理。这种配置可确保降压变换器自身的静态电流为 +12V 输出提供一个最小负载。这个小且恒定的负载对于保证 +12V 整流二极管始终保持正向偏置至关重要，它能够显著改善电压调整性能，尤其是在空载或轻载条件下。

参考 MP2332H数据手册，可选择合适的反馈电阻、电感及输入/输出电容，使降压变换器以约1.2MHz的开关频率 f_SW工作。电感MPL-AL4020-2R2 具有一定裕量，因此是降压变换器的理想电感选择。

最终设计

完成多路输出反激式变换器的设计计算之后，最终的电路原理图如图 2 所示。

Figure 2: Complete Multi-Output Flyback Converter Schematic

图 2：完整多路输出反激式变换器原理图

图2中分别展示了输入滤波器和多路输出反激电路。上图显示了两个原边绕组和三个副边绕组，其中两个副边绕组用于 +5V 和 +12V 主输出，并采用堆叠输出结构与加权反馈。下图为 DC/DC 降压变换器，用于提供稳定的 +3.3V 输出。由于开关频率 f_SW为 1.2MHz，输出纹波几乎可忽略，因此该 3.3V 电源非常适合为数字电路供电。

图 3 展示了结合上述原理图和 PCB 布局的最终方案。

Figure 3: EVB Based on the Complete Multi-Output Flyback Converter

图 3：完整多路输出反激式变换器评估板

按照本文计算并提出的完整设计，对各路输出的调整结果进行测试，效果如图 4 所示。

Figure 4: Regulation Results for Each Output at 230V<sub>AC</sub>

图 4：230V_AC输入下各路输出的调整结果

结论

本文介绍了基于MPX2002的四路输出辅助反激式电源的实用设计。设计涵盖了主功率级的关键参数确定，包括输入大容量电容、变压器匝数比、励磁电感、电流采样电阻、斜坡补偿校验，以及加权反馈电阻网络。

该架构包含主稳压 +5V 电压轨、堆叠 +12V 电压轨、后级稳压 +3.3V 电压轨和低电流 -12V 辅助电压轨。堆叠 +12V 输出以稳压 +5V 电压轨为参考，并通过加权电阻网络纳入反馈环路，使 MPX2002能够对两路输出的组合进行调节，从而改善交叉调整率。

其余电压轨通过专用后级稳压电路生成。降压变换器 MP2332H从 +12V 电压轨生成 +3.3V 输出，同时帮助维持堆叠输出上的最小负载。 MP2015A 则生成低电流 -12V 电压轨，为辅助模拟电路提供简单的供电方案。除此之外，MPS 还提供其他丰富的单通道 LDO、降压变换器和反激式变换器产品组合。

总体而言，实验结果验证了该架构适用于实现多路输出辅助电源，且能够在稳压精度、效率、成本和电路复杂度之间实现平衡，完全无需为每路输出单独配置隔离式稳压器。